ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で
ＮＦ型イコライザーをＳｔｕｄｙする
その２
前回ＰＳｐｉｃｅ（評価版）でＮＦ型イコライザーをＳｔｕｄｙした際には、新単行本登載の高出力ＭＣプリのＮＦ型イコライザーアンプではそのループゲインが０ｄＢに沈む周波数における位相回転が−１６０°に達してしまうなど、そのシミュレーション結果には少し疑義が残った。
そこでＫ式御用達素子モデルがかなり揃ったことでもあるし、この際現代完全対称ＮＦ型イコライザーを再度Ｓｔｕｄｙしてみよう。
最初は高出力ＭＣプリだ。
アンプ出力にはＮＦ型イコライザー回路を接続し、アンプ出力点における電圧利得、ＮＦ型イコライザー通過後の電圧利得とその位相を測定するのは前回と同様である。出力にＲ１１＝８２０ｋΩがパラになっているがこれはＥＱにつながる次段フラットアンプの入力抵抗である。
オリジナル高出力ＭＣプリの回路とは僅かに違いがある。初段のＦＥＴが２ＳＫ１１７だ。２ＳＫ９７と２ＳＫ２４５のモデルがないので代用したのだが、ｇｍ的にはごく近いＦＥＴでありＣｉｓｓやＣｒｓｓ的にもシミュレーション上は代役として十分以上だ。またＨＺ６Ｃ２の代役として０５ＡＺ６．２を起用し、評価版の制約上回路にはＴＲが１０個以内でなければならないので初段の定電流回路は電流源で代用してある。
オフセットは初段のトリマーで調整し、この状態で終段Ｑ３のアイドリング電流は２．６６２ｍＡ、Ｑ４は３．３５ｍＡ、オフセットは−１８３．６ｍＶとなっている。今更だが、Ｑ４の方が０．６８８ｍＡ多いのはＲ８経由でやって来る二段目差動アンプ右側の動作電流をＱ４が吸い込まなければならないためである。要するに二段目差動アンプ右側の動作電流分だけ終段下側のアイドリング電流は上側より多いのである。
その電圧利得・位相特性だが、緑がアンプ出力点における電圧利得、赤がＮＦ型イコライザー回路出力点の電圧利得、青がＮＦ型イコライザー回路出力点の出力電圧の位相である。
グラフ左の縦軸の左側が電圧利得の軸であり単位はｄＢ、右側が位相の軸で単位は度だ。横軸は勿論周波数。
オープンゲインは１０Ｈｚで８６ｄＢ、１ｋＨｚで７４ｄＢ、１００ｋＨｚで４０ｄＢであり、５ＭＨｚで０ｄＢに沈むことが分かる。
赤のＮＦ型イコライザー回路出力点の電圧利得は、すなわちＮＦＢ電圧（量）そのものであり、理想ＮＦ型イコライザーであるから周波数にかかわらず一定なのである。と、言いたいところ、残念ながら現実界の制約により低域及び高域で理想から外れている。すなわち理想ＮＦ型イコライザー方式により理論的にはこの場合周波数にかかわらず３２．５ｄＢのＮＦＢ電圧（量）になるべきところ、低域については２段目及び終段の出力インピーダンスが無限大でないこと並びに次段の入力抵抗である８２０ｋΩが出力にパラ接続になることによって、高域についてはそもそものアンプ回路のオープンゲインが高域ほどに低下することによって、それぞれ理想から外れてＮＦＢ電圧（量）が低下している。低域では１０Ｈｚで−９ｄｂ程度か。
が、２００Ｈｚから１００ｋＨｚまではＮＦＢ電圧（量）はほぼ一定である。理想ＮＦ型イコライザーであるからなせる理想的状態だ。
青がＮＦ型イコライザー回路出力点の出力電圧の位相であるが、これがすなわちＮＦＢ電圧の位相である。理想ＮＦ型イコライザーであるから周波数にかかわらずその位相は０°である。と、言いたいところ、残念ながら０°なのは６ｋＨｚの１点だけでそれ以下の周波数では進み位相であり７０Ｈｚ付近で最大２９°の山を形成し、それ以上の周波数では遅れ位相で遅れが進むだけである。
低域での進み位相、高域での遅れ位相ともその要因はＮＦ型イコライザー回路出力点の電圧利得が理論値から外れてしまう要因と同じであるが、１０Ｈｚから２０ｋＨｚまでにおいて−１０°から＋３０°に収まっている。実はこれも理想ＮＦ型イコライザーであるからなせる理想的状態だ。
が、問題は高域における位相回転だ。理想ＮＦ型ＮＦＢ回路を経由しようとも、アンプ本体が持つ時定数（＝現実界の制約）のために高域で信号位相が回転することは避けられないのである。とすると、ＮＦＢを掛けて安定に動作する状態にするにはＮＦＢ電圧（帰還電圧）の位相回転が−１２０°に達する前にループゲインを１倍（＝０ｄＢ）以下に沈めることが必要だ。
ここで、緑のオープンゲイン電圧利得と赤のＮＦ型イコライザー回路出力点の電圧利得＝ＮＦＢ電圧（帰還電圧）が１ＭＨｚ付近から高域では一致していることが分かるが、これは即ちこの回路では１ＭＨｚ付近以上の高域ではＮＦＢ電圧＝オープンゲイン、要するに１００％帰還、β＝１になるということである。であるから、この場合ループゲインが０ｄＢとなるポイントはオープンゲインの電圧利得グラフ（＝緑）が縦軸０ｄＢと交差する周波数であるということになる。
グラフからそれは５ＭＨｚだ。そこで、その周波数における帰還電圧の位相のグラフ（＝青）を読みとると−１２０°だ。
上手い！ 初段に入っているステップ位相補正が効果的に利いているのだ。
やはり前回のシミュレーションは、使用した素子モデルの関係でイマイチ現実的ではなかったのだろう。
今回のシミュレーションによれば、単行本掲載の高出力ＭＣプリのイコライザーアンプ、全く安定に動作するだろう、という結論になる。
「・・・・・・」 はっ。 ｍ（＿＿）ｍ
低域の方については、オープンゲイン上昇を理想から外してしまう要因で最も大きいのが次段フラットアンプの入力抵抗８２０ｋΩだ。
そこでその８２０ｋΩを外した場合をシミュレーションしてみよう。
オープンゲインは１０Ｈｚで９０ｄＢ、１ｋＨｚで７４ｄＢ、１００ｋＨｚで４０ｄＢであり、５ＭＨｚで０ｄＢに沈むことが分かる。
低域でのオープンゲイン上昇がかなり理想に近づき、結果低域での位相回転も６０Ｈｚ付近で２０°と９°減り、低域でのＮＦＢ量低下も１０Ｈｚで−６ｄＢ程度に減った。
ちなみにこの結果は新単行本におけるＫ先生の実測結果に非常に近い。もしかするとＫ先生の実測はＥＱ単体でなされ、次段の８２０ｋΩは接続されていない状態のものかもしれない。
このように次段の入力抵抗８２０ｋΩを省くとより理想的になるといっても現実に次段の８２０ｋΩを省略してしまってはいけない。これは次段２ＳＫ２４６のゲートにアース電位を与えているものだからだ。では、と言うわけで理想状態に近づける方法としてはＮＦＢ回路のインピーダンスを全体的に下げるという方法も考えられる。こちらは試してみる価値はあるような気はするが、今度はＮＦＢ回路のインピーダンスを下げた分オープンゲインも下がってしまう。したがって今度は適切なＮＦＢ量が設定できるかが問題となるだろう。結局音を聴いてみないと何とも言えない。
Ｋ先生はそんなことはすでに試された上でのこの回路なのだろうなぁ、と思うと自分で試してみる気にはならないのであった・・・（＾＾；
初段に入っているステップ位相補正を外してみると、その偉大な効果が分かる。
たったの１８０Ω＋２７０ｐＦなのだが・・・
なんと１００ｋＨｚ以上の高域が大幅に伸びる。ループゲインが０ｄＢに沈むポイントは４０ＭＨｚと一桁伸びた。本来こんなに広帯域なのだ、と言うことになる。
位相の方も１００ｋＨｚから１ＭＨｚあたりまでは随分回転が遅くなったが、素子の高域限界は当然あるのであって、それ以上の帯域では初段ステップ位相補正がある場合以上に急激に回転している。
位相回転が−１８０°に達するのは１２ＭＨｚ程度であろうか。この点でオープンゲイン（この場合＝ループゲイン）が１５ｄＢ程度あるから、これでは発振が必至だ。
初段に入れられたステップ位相補正は、１００ｋＨｚ程度から１０ＭＨｚ程度までのゲインを絶妙に殺して、結果ＮＦＢ安定度を上手く確保しているということが分かる。
Ｎｏ−１６８ＭＣプリアンプのイコライザーアンプである。
オリジナルと僅かに異なる点は上の高出力ＭＣプリと同様の理由である。２段目差動アンプの共通ソース抵抗Ｒ３が４．３ｋΩとオリジナルの４．７ｋΩより小さいのは終段アイドリング電流調整の結果である。
この状態で終段Ｑ３のアイドリング電流は２．１８７ｍＡ、Ｑ４は２．７７２ｍＡ、オフセットは１０．８５ｍＶとなっている。
オープンゲインは１０Ｈｚで９１ｄＢ、１ｋＨｚで７８ｄＢ、１００ｋＨｚで４２ｄＢであり、５．５ＭＨｚで０ｄＢに沈むことが分かる。
これは出力に次段入力抵抗イメージの８２０ｋΩがパラになった場合のものだが、これと同様な状態での高出力ＭＣプリの方は１０Ｈｚで８６ｄＢ、１ｋＨｚで７４ｄＢ、１００ｋＨｚで４０ｄＢで、５ＭＨｚで０ｄＢに沈むものだったから、２段目に２ＳＪ１０３を使用したＮｏ−１６８の方が全体的にオープンゲインがやや大きいものであることが分かる。
この場合出力の８２０ｋΩを取り去れば１０Ｈｚでのオープンゲインは９５ｄＢには達するだろう。Ｋ先生の新単行本上巻Ｐ１１８の図１０９の実測特性にほぼ等しいものになるだろうか。
さて、これのループゲインが０ｄＢとなるポイントにおける位相回転は−１３５°と安全域の−１２０°を超えている。が−１８０°に対してはなお位相余裕が４５°あるからこれで必ず発振してしまうというものではないだろう。実際我がＮｏ−１６８ＭＣプリアンプはオリジナルどおりの位相補正で全く安定に動作している。
そもそも、と言ってしまうと元も子もないのだが、ＭＨｚ領域については回路図に表われない高域要素（浮遊容量や配線インダクタンス等）の影響が大きくなって現実どういう状態か分からないので、シミュレーション結果だけを厳密に観てあれこれ言ってもしょうがないところがある。
シミュレーションで概略傾向を探り、後は現物合わせということが必要なのだ。初段ステップ型位相補正もその定数は最終的には音を聴きながら現物合わせで詰めていけば良いのである。
その際、ステップ位相補正のＲ１４、Ｃ５の定数設定がどのような方向の効果を生じるのかを知っていると非常に楽なのだが、それにはシミュレーションが大変役に立つ。
そこでＰＳｐｉｃｅのパラメトリック解析で、Ｒ１４を１３５Ω、２７０Ω、５４０Ωと変化させた場合の変化を観ることによりＲ１４がどの様な効果を発揮するのかを考えてみる。
これでＲ１４は、利得的には５００ｋＨｚ〜６０ＭＨｚ程度の範囲で、位相的には１００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ程度の範囲でその効果を発揮していることが先ず分かる。
凡例左からＲ１４＝１３５Ω、２７０Ω、５４０Ωの場合であるが、利得的にはＲ１４が大きい方が５００ｋＨｚ以上の利得が伸びることが分かる。そしてその結果ループゲインが０ｄＢに沈む周波数も高域に伸びる。
位相の方もＲ１４が大きい方が１００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ程度の範囲で位相回転が遅れることが分かる。が、結局素子の高域限界にひっかかるのだろうか、１０ＭＨｚに至ればどの抵抗値でも位相回転は同じに収斂してしまう
が、この辺の定数値でちょうど１ＭＨｚから１０ＭＨｚでループゲインが０ｄＢに沈む周波数が移動し、また、位相回転も動くという点が位相補正的に全くにミソな部分という訳だ。
これを観るとＲ１４＝１３５Ωではループゲインが０ｄＢに沈む周波数＆位相は３．５ＭＨｚ＆−１３５°、Ｒ１４＝２７０Ωでは５．５ＭＨｚ＆−１３５°、Ｒ１４＝５４０Ωでは１０ＭＨｚ＆−１７０°であるから、この場合は少なくともＲ１４はむやみに大きくしない方が吉だということが分かる。
次にＲ１４を２７０Ωに戻して、Ｃ５の方を１６５ｐＦ、３３０ｐＦ、６６０ｐＦと変化させた場合のその効果を観てみよう。
凡例左からＣ５＝１６５ｐＦ、３３０ｐＦ、６６０ｐＦの場合である。
Ｃ５の方は利得、位相とも大体１０ｋＨｚから１０ＭＨｚの範囲で効果を発揮しているものであることが分かるが、利得についてはＣ５が大きい方が１０ｋＨｚ以上での利得減衰が早まるものの、３００ｋＨｚ付近から減衰速度を逆に緩めて、結局ループゲインが０ｄＢに沈む周波数となる５．５ＭＨｚ以上の周波数ではどの定数でも減衰カーブは同じものに収斂するということが分かる。
位相の方はＣ５が大きいほどに低い周波数から位相回転速度を速めるものの、Ｃ５が大きいほどに３００ｋＨｚ付近で位相回転の戻りが大きくなり、結果Ｃ５が大きい方がＭＨｚ付近では位相回転が遅れるという効果を発揮することが分かる。まぁこれがステップ位相補正の位相回転のステップということであろう。
結果、この場合ループゲインが０ｄＢに沈む周波数５．５ＭＨｚにおける位相回転は、Ｃ５＝１６５ｐＦでは−１４７°、Ｃ５＝３３０ｐＦでは−１３５°、Ｃ５＝６６０ｐＦでは−１２５°となっている。
上のＲ１４の定数設定の効果も踏まえた場合、もしオリジナルの設定でちょっと不安定だというようなことがあった場合には、初段ステップ位相補正の３３０ｐＦを少し大きいものに交換してみると吉かもしれない。ということが分かるわけだ。
ところでＮｏ−１６８においてＫ先生は終段には２ＳＣ１７７５Ａでも十分でありＣｏｂも遥かに少ないので高周波特性も良いはずだが、比較テストをすると音楽表現力は圧倒的に２ＳＣ９５９が良いとおっしゃっている。
ので、電気的特性の良い２ＳＣ１７７５を終段に起用した場合にはどのような特性になるか観てみよう。
オフセット調整のため初段トリマーの抵抗値が少し変わっただけでその他には何も変更はない。この状態で終段Ｑ３のアイドリング電流は２．２９９ｍＡ、Ｑ４は２．８８７ｍＡ、オフセットは１１７．２ｍＶとなっている。
オープンゲインは１０Ｈｚで９４．５ｄＢ、１ｋＨｚで７９ｄＢ、１００ｋＨｚで４２．５ｄＢであり、９．５ＭＨｚで０ｄＢに沈むことが分かる。
終段が２ＳＣ９６０の場合はこれが１０Ｈｚで９１ｄＢ、１ｋＨｚで７８ｄＢ、１００ｋＨｚで４２ｄＢであり、５．５ＭＨｚで０ｄＢに沈む結果であったから、なるほど電気的特性は２ＳＣ１７７５が上だ。
先ずは低域の１０Ｈｚでのオープンゲインの差だ。３．５ｄＢも２ＳＣ１７７５の方が理想に近い。この結果低域での帰還電圧の位相の０°からの乖離も６０Ｈｚ付近で２２°程度と改善されているし、帰還電圧自体の低域での低下も小さくなっている。
両者において素子を変えた以外に変更点はないから、この差の原因は２ＳＣ９６０と２ＳＣ１７７５の出力インピーダンスの差としか考えられない。２ＳＣ１７７５の方が２ＳＣ９６０より出力インピーダンスが高いのだ。この点は全体的に２ＳＣ１７７５起用時のオープンゲインが僅かに大きいという結果ももたらしたものと思われる。
あとはやはり高域の伸びか。オープンゲインが０ｄＢに沈むポイントが５．５ＭＨｚから９ＭＨｚ程度に伸びたし、１ＭＨｚ付近で位相の回転も緩やかになった。
が、高域特性が良くなったことは必ずしも幸福をもたらすものではない。というのは結果的にはこの場合９ＭＨｚにおける位相回転は−１４０°超とかえって位相余裕が少なくなってしまっているのだ。
もしこれで発振または発振ぽくやや不安定ということであれば、ＮＦＢ回路の１５００ｐＦに超高域の帰還を制限するための３．６ｋΩなりをシリーズに入れるか、あるいは位相補正をなんとかするかと言うことになるが、ここではこれまでの検証から位相補正の２７０Ωを１５０Ωに減らして高域での利得減衰を早めて対処できないかやってみる。
うまくいったようだ。利得交点周波数は５．５ＭＨｚに下がり、その点での帰還電圧の位相回転は−１２５°に収まった。
が、折角高域特性の優れたＴＲを起用して高域特性が伸びるのに、ＮＦＢ安定動作を図るために位相補正で伸びた高域特性を元に戻しているのだから、世話がないと言えば世話がない。
要するにＣｏｂの多寡の問題であるなら、Ｃｏｂ代わりに２ＳＣ１７７５のＢ−Ｃ間に外付けのＣを取り付け、パラメトリック解析でＣの多寡がどのように利くのかを観てみよう。
パラメトリック解析でｃｖａｌ＝０ｐＦ、５ｐＦ、１０ｐＦ、１５ｐＦ、２０ｐＦ、２５ｐＦ、３０ｐＦの場合である。
これで終段ＴＲのＣｏｂの効果が分かるが、単純だ。
要するにＣｏｂは多いほどに３００ｋＨｚ程度以上での利得減衰が早まるとともに１００ｋＨｚ程度以上の位相回転も早まる。
重要な問題は、それが初段のステップ位相補正で調整しようとするループゲインが０ｄＢに沈む周波数やその周波数ポイントでの位相回転に重複するポイントであるということだ。
この結果からすると、完全対称型プリにおいては少なくともＭＣイコライザーアンプでは終段ＴＲのＣｏｂの少なさなど、その高域特性をうんぬんしてもあまり意味はなさそう、ということになる。
それより初段のステップ位相補正をどう上手く調整してループゲインが０ｄＢに沈むポイントにおける位相回転を適切に設定するか、の方が重要なのだ。
すなわち、完全対称型ＭＣイコライザーアンプでは、終段ＴＲのＣｏｂがちょうどその辺の微妙な周波数やその点における位相回転に大きな影響を及ぼす。だからこそ初段の位相補正もその部分に効力を及ぼせる設定にしてある訳だ。だから終段のＴＲを変更した場合には、殆どの場合は初段のステップ型位相補正は調整のし直しが必要となるだろう。
て、まぁ、現実には発振しないのであればそれで良いわけだが（＾＾；
調整が面倒だ、という場合は、ＧＯＡ時代までのようにＮＦＢ回路の１５００ｐＦに３．６ｋΩの帰還量制限抵抗を入れて解決するのが効果的で楽な方法だ。ということになる。
次に、ちょっとした実験として、終段のエミッタ抵抗を２ｋΩから１ｋΩに変更してみる。終段は２ＳＣ９６０に戻してある。
こうすると、終段の電流ゲインは倍になるがその出力インピーダンスは下がる。したがって両方の効果は総合的には相殺される方向だが、変更前とは微妙に異なる特性にはなるだろう。
オープンゲインは、１０Ｈｚで９２．５ｄＢ、１ｋＨｚで８０．５ｄＢ、１００ｋＨｚで４５ｄＢであり、６．５ＭＨｚで０ｄＢに沈む。
エミッタ抵抗が２ｋΩであった場合はこれが１０Ｈｚで９１ｄＢ、１ｋＨｚで７８ｄＢ、１００ｋＨｚで４２ｄＢであり、５．５ＭＨｚで０ｄＢに沈む結果であったから、１０Ｈｚで＋１．５ｄＢ、１ｋＨｚで＋２．５ｄＢ、１００ｋＨｚで＋３ｄｂでループゲインが０ｄＢに沈む周波数は１ＭＨｚ高域に伸びたということになる。
なるほど終段の利得ｕｐによって全体的な電圧利得も僅かに上昇するようである。が、終段の出力インピーダンスが下がることが要因と思われるが、その利得ｕｐは低域ほど少なく、その結果低域ほど理想値からの乖離が大きくなってしまうというデメリットも生じてしまっている。その結果が低域での帰還電圧と中域での帰還電圧との乖離が大きくなったという結果と帰還電圧の位相が低域でよりプラス側に大きくなったという結果に現れている。
総合的にはこの変更は改善とは言えないだろう。
なるほど。
では、終段のエミッタ抵抗は折角なのでこのまま１ｋΩとして、終段の電流ゲインをオリジナル程度とするためにそのベース抵抗も５．１ｋΩと半分にしてみたらどうなるだろうか。
オープンゲインは、１０Ｈｚで９２ｄＢ、１ｋＨｚで７９ｄＢ、１００ｋＨｚで４２．５ｄＢであり、７．５ＭＨｚで０ｄＢに沈む。
これがオリジナル（ベース抵抗９．１ｋΩ、エミッタ抵抗２ｋΩ）では、１０Ｈｚで９１ｄＢ、１ｋＨｚで７８ｄＢ、１００ｋＨｚで４２ｄＢで、５．５ＭＨｚで０ｄＢに沈む結果であったから、１０Ｈｚで＋１ｄＢ、１ｋＨｚで＋１ｄＢ、１００ｋＨｚで＋０．５ｄｂでループゲインが０ｄＢに沈む周波数は２ＭＨｚ高域に伸びたということになる。
この方が利得上昇があるにもかかわらず低域でその上昇が鈍るということもなく、結果帰還電圧の低域での減少もその位相回転の乖離も大きくなっていない。
使える結果だ。
なお、この場合、ループゲインが０ｄＢに沈む周波数が２ＭＨｚ高域に伸びた点も要注目だろう。なぜか？って、どうも回路内の抵抗値を小さくするとインピーダンスが下がることが利くのか、全体として高周波特性が良くなってこれが高域に伸びる傾向が一般であるようであるからなのである。しかし、それだけなら良いのだが、残念ながら位相回転の方はそれについてこれず、この結果高周波特性が良くなってもかえって不安定になってしまうという最終結果になってしまうようなのだ。
これは新単行本上巻の高出力ＭＣプリアンプの前に何故か載っているＭＣプリアンプ（Ｔｒ）だ。
そのゲイン実測値が図１２５ということなのだが、ちょっと実際に作られたものかは疑義があって、高出力ＭＣプリアンプの前座のイメージではないかとの感じもするのだが・・・（＾＾；
早速シミュレーションしてみよう。Ｒ３が単行本では２７０Ωのところ３３０Ωになっているがこれは素子のばらつきによるものである。これでＱ３のアイドリング電流＝２．６９２ｍＡ、Ｑ４のアイドリング電流＝３．３８２ｍＡ、出力のオフセット電圧＝−１４．１４ｍＶとなっている。
オープンゲインは１０Ｈｚで８５ｄＢ、１ｋＨｚで７３ｄＢ、１００ｋＨｚで４０ｄＢであり、８ＭＨｚで０ｄＢに沈むことが分かる。
高出力ＭＣプリは１０Ｈｚで８６ｄＢ、１ｋＨｚで７４ｄＢ、１００ｋＨｚで４０ｄＢであり、５ＭＨｚで０ｄＢに沈むものだったから、ほぼ同等である。
ＮＦＢ電圧（量）も中域で３２．５ｄＢ程度で低域では１０Ｈｚで−１０ｄｂ程度とちょっとだけ（１ｄＢ）悪いか。そのせいで低域の位相回転は７０Ｈｚ付近で最大３１°の山とこちらも僅かに悪いが、まぁ、ほぼ同等と言って良いだろう。
が、初段の位相補正についてはどうも詰めた結果の定数ではないのではなかろうか。
この状態ではループゲインが０ｄＢに沈む周波数におけるＮＦＢ電圧の位相回転は−１５０°を超えており、ちょっと危ない範囲だ。
ステップ位相補正素子の最適値を探ろう。
まずはＲ１５。ｒｖａｌ＝１７Ω、３４Ω、６８Ω、１３６Ω、２７２Ω、５４４Ωのパラメトリック解析である。
凡例左からｒｖａｌ＝１７Ω、３４Ω、６８Ω、１３６Ω、２７２Ω、５４４Ωである。
上でもＮｏ−１６８の回路で実験済みなので予想通りなのだが、このＲは大きくなるほどに超高域、特に利得が０ｄＢに沈む付近での位相回転を遅らせる効果を発揮することが分かる。そういう意味ではこの抵抗は大きいほど良いのだが、残念ながらそれに伴って高域特性も良くなり、利得が０ｄＢに沈むポイントも逃げるようにさらに高域側に移行してしまうのである。
よってこの場合、Ｃ１＝２００ｐＦのままではＲ１５をいかに設定してもその努力は徒労であることが明らかだ。
そこで今度はＲ１５＝６８Ωに固定し、Ｃ１の方を動かしてみる。ｃｖａｌ＝５０ｐＦ、１００ｐＦ、２００ｐＦ、４００ｐＦ、８００ｐＦのパラメトリック解析。
凡例左からｃｖａｌ＝５０ｐＦ、１００ｐＦ、２００ｐＦ、４００ｐＦ、８００ｐＦである。
これも予想通りだが、ステップ位相補正のＣは、それが大きいほどに高域での利得減衰を早めるという効果を生じる。その意味ではＲとは逆方向の効果である。
が、最も重要なのは、位相特性においてＣの値が大きいほどに利き始めにおいて位相回転をより早めるものの、Ｃが大きいほどに途中からの位相戻し効果が大きくなって、結果超高域ではＣが大きいほどに位相回転が遅くなるということである。
ステップ位相補正のキモはこれだ。
ここでも下のグラフで明らかなように、Ｃ１は２００ｐＦでは不足で４００ｐＦから８００ｐＦにすると上手く行きそうだということが分かる。
この結果からＣ１＝５１０ｐＦとして再度Ｒ１５の最適値を求めるために、ｒｖａｌ＝３３Ω、６８Ω、１２０Ω、２４０Ωでパラメトリック解析をしてみよう。
凡例左からｒｖａｌ＝３３Ω、６８Ω、１２０Ω、２４０Ωである。
この結果は、３３Ωと２４０Ωは妥当でなく、６８Ωでもまぁまぁだが、１２０Ωが最適という予言である。
こうして求めたＰＳｐｉｃｅ（評価版）が予言する新単行本上巻図１２３ＭＣプリアンプ（Ｔｒ）のイコライザー部のステップ位相補正定数がこれである。
同じくＰＳｐｉｃｅ（評価版）の予言するその場合の特性はこうだ。
ループゲインが０ｄＢに沈む周波数は８ＭＨｚであり、その点での帰還電圧の位相は−１２０°以内であるから、ＮＦＢ後もこれで極めて安定に動作するだろう。
最後に我がＮｏ−１２８（？）完全対称型プリアンプのイコライザーアンプである。
実は製作記ではフラットアンプの方だけ取り上げて更新状況を書いたのだが、同時にイコライザーの方も下のように回路変更をしていたのである。その点の記載は怠っていたのだ。（＾＾；
変更箇所は、初段のドレイン抵抗を６８０Ωから２．２ＫΩに大きくしたこと。そのため２段目差動アンプの共通ソース抵抗が１．５ｋΩとなっていること、ＮＦＢ回路の１５００ｐＦにシリーズに挿入していた３．６ｋΩを撤去したことである。
その他は従前どおりで初段にも２段目にもカスコード回路がないオリジナルＮｏ−１２８（？）のエッセンスを継承したシンプル回路だ。
終段２ＳＣ１７７５のＢ−Ｃ間に３ｐＦを取り付けているのは、実機の２ＳＣ９８４に近づけるためである。
この状態で、Ｑ３のコレクタ電流は２．３８８ｍＡ、Ｑ４のそれは３．００３ｍＡ、出力オフセットは５６．２６ｍＶとなっている。
今となってはこのシンプル回路、果たして最新のＮｏ−１６８や高出力ＭＣプリに伍して存在を主張できるものなのであろうか。
ははははは・・・。
おっと、失礼。ｍ（＿＿）ｍ
オープンゲインは１０Ｈｚで８６ｄＢ、１ｋＨｚで７６ｄＢ、１００ｋＨｚで４３ｄＢであり、７ＭＨｚで０ｄＢに沈む。
中域で僅かにゲインが大きめなのは初段の負荷抵抗が２．２ｋΩと大きいからであろう。また、２段目にカスコード回路がないことによって２段目の出力インピーダンスが相対的に低く、そのためオープンゲインの低域での伸びがこれまでの事例より十分でないことが明らかだ。その証拠が帰還電圧の位相が８０Ｈｚ付近で＋３８°とこれまでで最大であることと、同じく１０Ｈｚでの帰還電圧が中域の−１３ｄＢとこれまでで最大の乖離であることに現れている。
が、では使い物にならないか、と言うとそうでもないだろうと思うのだ。
あぁ、この程度の違いに収まるのか。とも言えるだろう。
青がＮＦＢ後の仕上がりの出力特性のシミュレーションだ。
全く問題ないＲＩＡＡ特性になる。
確かに中域で３５ｄＢのＮＦＢに対して３００Ｈｚ以下の帯域で徐々にＮＦＢ量が減って１０Ｈｚでは２２ｄＢ程度のＮＦＢになるわけだが、これでも十分ではないか。と思うのである。
そんな超高域までシミュレーターが計算した結果が正しいのものかどうかは不明だが、１００ＭＨｚにおける位相回転をみると分かるように、カスコードを付加していないこれが最も位相回転が少ないのである。この辺はＣｏｂとかの寄生容量というよりｆＴ等のそもそものＴｒの高域限界の世界だが、この結果にはｆＴ等の素子の高域限界による位相回転の要素がより増幅素子の少ないこのシンプル型では少ないために、位相余裕的には有利に働いていることが現れているように思うのである。
というのは、
この回路の場合は位相補正が２２０Ω＋２００ｐＦで、利得交点周波数７ＭＨｚ＆位相回転−１２０°により実機もすこぶる安定に動作しているが、実はこれを３３０Ω＋３００ｐＦとすると利得交点周波数１０ＭＨｚ＆位相回転−１２０°も実現できるのである。
そういうこともあって、このシンプル型にもシンプル型の存在意義があると思えるのだ。
よって我がＮｏ−１２８（？）は当面はこのまま存在することになるだろうて。と言う訳なのだ。（＾＾）
以上、毎度のことだが、このシミュレーション結果及びその解析にはなんの保証もないので悪しからず。（＾＾；
ところで、Ｋ先生の「 オーディオＤＣアンプ 製作のすべて 上巻」が出て早１年である。下巻の発行が待ち遠しい今日この頃だ。
（２００４年３月７日）
